Podręcznik

Jak zbudować układ scalony dużej mocy? I jak duża może być moc oddawana przez taki układ do obciążenia? Co ją ogranicza? To są zagadnienia, które teraz omówimy. W punkcie 3.4.2 pokazany był układ szeregowy przeciwsobny MOS. W układach CMOS wytwarzanych typowymi, standardowymi technologiami taki układ nie może być układem dużej mocy ze względu na to, że w standardowych technologiach CMOS tranzystory MOS oddające do obciążenia prądy o dużym natężeniu musiałyby zajmować ogromne powierzchnie. Istnieją, jak wspomnieliśmy w punkcie 3.4.2, technologie CMOS, w których tranzystory MOS nadające się do układów dużej mocy można wytworzyć. Są to jednak technologie skomplikowane i kosztowne.

Tu przedstawimy problemy układów dużej mocy na przykładzie układów szeregowych przeciwsobnych zbudowanych z tranzystorów bipolarnych. Tak od bardzo dawna wytwarzano i nadal się wytwarza układy scalone dużej mocy. Rysunek 4-2 przedstawia układ szeregowy przeciwsobny w wersji bipolarnej. Zasada działania układu jest taka sama, jak układu MOS, ale szczegóły się różnią.

Rysunek 4‑2. Bipolarne wyjściowe stopnie przeciwsobne: (a) zasada budowy, (b) układ praktyczny

Krzemowe tranzystory bipolarne w temperaturze otoczenia osiągają znaczącą wartość prądu kolektora, gdy napięcie baza-emiter osiąga wartość około 0,7 V (przykładowa charakterystyka diody krzemowej – rysunek 3-8 w części I, dla prądu kolektora w funkcji napięcia $V_{BE}$ charakterystyka wygląda podobnie). Można powiedzieć, że ta wartość napięcia jest w pewnym sensie odpowiednikiem napięcia progowego tranzystora MOS, choć w przypadku tranzystora bipolarnego pojęcia napięcia progowego się nie używa. W związku z tym bipolarny układ szeregowy przeciwsobny wymaga, podobnie jak układ CMOS, doprowadzenia wstępnego napięcia polaryzującego między bazy tranzystorów bipolarnych, dla usunięcia nieliniowości takiej, jak pokazana na rysunku 3-37, i otrzymania liniowej charakterystyki przejściowej podobnej do tej z rysunku 3-39. Owo napięcie polaryzacji $V_P$ otrzymuje się jako spadek napięcia na tranzystorach T4 i T6 (rysunek 4-2a) w połączeniu diodowym. Jeśli tranzystory T1, T2, T4 i T6 znajdują się w tej samej temperaturze, to prądy I₁ i I₂ są wprost proporcjonalne. Jeśli prąd I1 wymuszany przez źródło prądowe T3 jest temperaturowo stabilny, to i prąd I₁ jest stabilny. Układowi nie grozi zniszczenie na skutek niekontrolowanego wzrostu tego prądu z temperaturą i dodatniego sprzężenia elektryczno-termicznego (patrz punkt 2.2.1).   

Układ z rysunku 4-2a nie jest jednak układem często spotykanym w praktyce. W układach bipolarnych tranzystory p-n-p nie są pod względem parametrów komplementarne do tranzystorów n-p-n i nie nadają się do pracy przy dużych prądach. Dlatego w praktyce stosuje się układ, którego zasadę budowy ilustruje rysunek 4-2b. Wyjściowy tranzystor p-n-p jest zastąpiony połączeniem tranzystora p-n-p (T1A) z tranzystorem n-p-n (T1). Ten ostatni jest taki sam, jak tranzystor T2. Połączenie T1A-T1 zachowuje się jak tranzystor p-n-p, ale prąd płynący przez tranzystor T1A jest prądem bazy tranzystora T1, a więc jest h_FE-krotnie mniejszy od prądu płynącego przez tranzystor T1. Dla lepszej symetrii układu także tranzystor T2 jest zastąpiony przez połączenie T2A-T2. Dla wytworzenia właściwego napięcia polaryzującego $V_P$ trzeba połączyć szeregowo trzy, a nie dwa tranzystory w połączeniu diodowym. Wartość prądu spoczynkowego I₂ określa się przez dobór odpowiedniej proporcji powierzchni złącz emiterowych tranzystorów T1, T2 i tranzystorów T4, T6 i T7.

Na zasadzie zilustrowanej rysunkiem 4-2 buduje się stopnie wyjściowe do wielu zastosowań, na przykład do popularnych scalonych wzmacniaczy dużej mocy małej częstotliwości stosowanych w sprzęcie elektroakustycznym. Można osiągnąć moce wyjściowe sięgające dziesiątków W. Powstają jednak wtedy nowe problemy konstrukcyjne. Przy znacznej mocy wydzielanej w układzie jego temperatura może przekraczać temperaturę otoczenia o kilkadziesiąt ^oC. Jednym z problemów konstrukcyjnych jest wówczas zapewnienie

Rysunek 4‑3. Rozkład temperatury w układzie, w którym wydziela się duża moc. ∆T - przyrost temperatury pod wpływem wydzielanej mocy

izotermiczności tranzystorów stopnia wyjściowego (T1, T1A, T2, T2A, T4, T6, T7), a od niej zależy, czy układ będzie stabilny. Na powierzchni płytek krzemowych z układami dużej mocy obserwuje się bowiem rozkład temperatur daleki od równomiernego. Różnice temperatur w obrębie układu mogą sięgać kilkudziesięciu stopni. Ilustruje to poglądowo rysunek 4-3.
Aby zapewnić możliwie dobre warunki stabilności układu, pożądane jest ulokowanie tranzystorów T1, T1A, T2, T2A, T4, T6, T7 jak najbliżej siebie, tranzystorów mocy T1, T2 symetrycznie względem osi symetrii układu, a pozostałych elementów, w tym zwłaszcza stopnia wejściowego układu (jest to zwykle wzmacniacz różnicowy) jak najdalej od stopnia wyjściowego (rysunek poglądowy 4-4). 

Rysunek 4‑4. Tak może wyglądać rozmieszczenie elementów w układzie dużej mocy

Jaka jest i czym jest ograniczona maksymalna moc oddawana do obciążenia przez omawiany układ? Przedstawimy tu bardzo uproszczoną analizę, pozwoli ona jednak na wyciągnięcie uogólniających wniosków. Rozważymy schemat zastępczy układu szeregowego przeciwsobnego dla dodatniego półokresu napięcia sterującego tranzystory mocy. Wróćmy do rysunku 3-36. Przy dodatnim półokresie napięcia sterującego przewodzi górny tranzystor T1, dolny jest wyłączony i można go pominąć. Dla obliczenia maksymalnego prądu, jaki może płynąć przez rezystancję obciążenia RL, założymy, że tranzystory można zastąpić pewnymi zastępczymi rezystancjami RS, których wartości można określić z charakterystyk prądowo-napięciowych tranzystora w warunkach maksymalnego wysterowania na wejściu (np. w przypadku tranzystora nMOS przyłożenia napięcia wejściowego  $V_{GS}$ równego napięciu ${V_{DD}}/{2}$). Gdy przewodzi wyłącznie górny tranzystor, mamy prosty obwód, w którym połączone są szeregowo tranzystor T1 (MOS lub bipolarny) reprezentowany przez rezystancję R_S, rezystancja obciążenia R_L i źródło napięcia o napięciu równym połowie całkowitej wartości napięcia zasilania (rysunek 4-5).

Rysunek 4‑5. Schemat zastępczy do obliczenia maksymalnego prądu wyjściowego

Maksymalny prąd, jaki może płynąć przez rezystancję obciążenia, wynosi

zatem maksymalne napięcie wyjściowe wynosi

a stąd moc maksymalna wydzielająca się w obciążeniu jest równa

zaś moc tracona w tranzystorze wynosi

Są to wartości chwilowe. Na ich podstawie można obliczyć maksymalną moc dla sygnału sinusoidalnego i ewentualnie sygnałów o innych kształtach. Ale nie będzie to nam potrzebne, bo zależność 4-4 dostatecznie ilustruje ograniczenia maksymalnej mocy wyjściowej i pozwala je przedyskutować.

Zależność 4-4 pokazuje, że do zwiększania mocy wyjściowej można dążyć na kilka sposobów: przez podnoszenie napięcia zasilania $V_{DD}$ oraz przez obniżanie rezystancji obciążenia RL i rezystancji zastępczej RS.  Przedyskutujemy te sposoby z punktu widzenia wymagań, jakie narzucają one na tranzystory stopnia dużej mocy.

Podnoszenie napięcia zasilania wymaga podwyższania napięć dopuszczalnych dla tranzystorów. W przypadku tranzystorów MOS jest to maksymalne dopuszczalne napięcie dren-źródło $V_{DS}$ oraz maksymalne napięcie dopuszczalne napięcie bramki $V_{GS}$. W przypadku tranzystorów bipolarnych jest to napięcie dopuszczalne kolektor-emiter $V_{CE}$. Ponadto w obu przypadkach dostatecznie wysokie musi być napięcie przebicia odpowiednich złącz p-n. Nie wdając się w szczegółowe rozważania na temat konstrukcji tranzystorów (co wykracza to poza zakres naszych rozważań) wystarczy w tym miejscu stwierdzić, że podwyższanie wymienionych wyżej napięć oznacza:

• dla tranzystorów MOS: zwiększanie długości kanału oraz obniżanie koncentracji domieszek w kanale, oraz zwiększanie grubości tlenku bramkowego,
• dla tranzystorów bipolarnych: zwiększanie grubości bazy oraz odległości między złączem baza-emiter, a granicą obszaru kolektora oraz obniżanie koncentracji domieszek w obszarze kolektora.

Obniżanie koncentracji domieszek jest potrzebne dlatego, że – jak wiadomo z teorii przyrządów półprzewodnikowych - napięcie przebicia każdego złącza p-n jest tym wyższe, im niższe są koncentracje domieszek w obszarach złącza. Powiększanie długości kanału, grubości tlenku bramkowego, grubości bazy, odległości między złączem baza-emiter, a granicą obszaru kolektora wynika z konieczności utrzymania natężenia pola elektrycznego w bezpiecznych granicach, a także uniknięcia przebić skrośnych (np. zwarcia warstw zaporowych złącz źródła i drenu w tranzystorze MOS). Jednak wszystkie te zmiany powodują wzrost rezystancji zastępczej R_S. W tranzystorze MOS zwiększanie długości kanału oraz grubości tlenku bramkowego powoduje spadek wartości prądu drenu, co jest równoznaczne ze wzrostem zastępczej rezystancji włączonego tranzystora. W przypadku tranzystora bipolarnego następuje wzrost rezystancji rozproszonych w strukturze tranzystora, przede wszystkim rezystancji obszaru kolektora, która w przypadku tranzystora bipolarnego jest głównym składnikiem rezystancji zastępczej R_S. Widać więc, że zmiany w konstrukcji tranzystora umożliwiające zastosowanie wyższych napięć zasilania prowadzą do wzrostu rezystancji zastępczej R_S. Wzrost tej rezystancji jest niekorzystny, bowiem gdy wzrasta rezystancja R_S, to moc oddawana do obciążenia maleje (wzór 4-4). Zatem zmianom w konstrukcji tranzystora umożliwiającym podniesienie napięcia zasilania powinny towarzyszyć zmiany zapobiegające wzrostowi rezystancji R_S. Powrócimy do tego zagadnienia nieco niżej.

Obniżanie rezystancji obciążenia R_L powoduje wzrost mocy oddawanej do obciążenia tylko tak długo, jak długo rezystancja R_L jest znacznie większa od zastępczej rezystancji R_S. Gdyby rezystancja R_L stała się mniejsza od R_S, dalsze jej obniżanie nie prowadziłoby już do wzrostu mocy oddawanej do obciążenia, lecz przeciwnie –  powodowałoby jej spadek. Równocześnie rosłaby moc tracona w tranzystorze (wzory 4-4 i 4-5). Widzimy więc, że zarówno zwiększanie napięcia zasilania, jak i zmniejszanie rezystancji obciążenia ostatecznie zmusza do zmniejszania zastępczej rezystancji tranzystora RS.

Jeżeli założyć, że takie cechy struktury tranzystora, jak rozkłady domieszek, długość kanału i grubość tlenku bramkowego (w tranzystorze MOS) czy grubość bazy (w tranzystorze bipolarnym) są optymalne z punktu widzenia parametrów tranzystora oraz wymaganej wartości napięcia zasilania, to jedynym sposobem zmniejszania zastępczej rezystancji R_S jest zwiększanie powierzchni przekroju poprzecznego obszaru, przez który płynie prąd drenu bądź kolektora. Dla tranzystora MOS oznacza to zwiększanie szerokości kanału, dla tranzystora bipolarnego - zwiększanie powierzchni złącza emiter-baza (oraz ewentualnie powierzchni kontaktu do obszaru kolektora). W obu przypadkach rosnąć będzie powierzchnia zajmowana przez tranzystor. A ponieważ koszt układu jest – jak wiemy – proporcjonalny do jego powierzchni, ograniczenie maksymalnej mocy oddawanej do obciążenia przez układ scalony może mieć charakter ekonomiczny – układ scalony dużej mocy może się w konkretnym zastosowaniu okazać droższy od innych możliwych rozwiązań.

Z tego punktu widzenia tranzystory bipolarne są elementami korzystniejszymi od tranzystorów MOS, bowiem przy danej powierzchni zajmowanej przez tranzystor i danych napięciach polaryzujących tranzystory bipolarne przewodzą znacznie większy prąd od tranzystorów MOS, co oznacza, że ich zastępcze rezystancje są znacznie mniejsze, a więc i znacznie mniejsze mogą być ich powierzchnie. Z tego powodu do produkcji układów dużej mocy, np. układów stosowanych w elektronice samochodowej, stosowane są specjalne technologie BiCMOS umożliwiające wykonanie w jednym układzie zarówno układów CMOS, jak i tranzystorów bipolarnych obu typów przewodnictwa o dobrych parametrach elektrycznych. Technologie te jednak są dużo bardziej skomplikowane i bardziej kosztowne zarówno od prostej technologii CMOS. Ponadto w przypadku tranzystorów bipolarnych dużej mocy istnieje ryzyko pojawienia się wewnętrznej niestabilności elektryczno-cieplnej tranzystora prowadzącej do jego zniszczenia zwanej wtórnym przebiciem elektryczno-cieplnym. Zjawisko to może wystąpić w tranzystorach o dużej powierzchni, w których przy dużej wydzielanej mocy na powierzchni tranzystora rozkład temperatury nie jest równomierny (patrz rysunek 4-3). Ponieważ prąd przewodzony przez tranzystor bipolarny rośnie wykładniczo z temperaturą, obszary gorętsze będą obciążone większym prądem, co będzie prowadzić do jeszcze większej koncentracji prądu w tych obszarach kosztem obszarów o niższej temperaturze i w konsekwencji może doprowadzić do lokalnego wzrostu temperatury prowadzącego do nieodwracalnego uszkodzenia tranzystora. Zjawisku temu nie zapobiega pokazany na rysunku 4-2 sposób polaryzacji tranzystorów stopnia mocy, bowiem zjawisko wtórnego przebicia elektryczno-cieplnego polega na zmianie wewnętrznego rozkładu gęstości prądu i temperatury w tranzystorze bez zmiany całkowitego prądu płynącego przez tranzystor.

Z powodu ryzyka wtórnego przebicia elektryczno-cieplnego układy, w których rolę elementów dużej mocy pełnią tranzystory MOS, są bardziej niezawodne. W nich do tego zjawiska nie dochodzi, ponieważ ze wzrostem temperatury prąd w tranzystorze MOS maleje, a nie rośnie. Dlatego opracowano też wspomniane już wcześniej technologie pozwalające wytwarzać tranzystory MOS mające duże wartości stosunku W/L kanału przy umiarkowanej powierzchni. Te technologie są dużo bardziej złożone i bardziej kosztowne od zwykłej technologii CMOS. Ogólnie technologie mikroelektroniczne przystosowane specjalnie do wytwarzania analogowych i analogowo-cyfrowych układów dużej mocy określane są angielskim terminem „smart power”. Omawianie ich wykracza poza zakres naszych rozważań.